在本文中，我們將討論一種不同的非理想情況：轉換速率，它定義為運算放大器的輸出電路可以產生的電壓變化率。如果理論輸出波形的斜率超過轉換速率，則實際輸出波形將偏離輸入波形的形狀，如圖 1 所示。

圖 1.運算放大器輸出的壓擺率限制，上升時間由trise表示。圖片由羅伯特·凱姆提供壓擺率通常以伏特每微秒 (V/μs) 為單位。如果我們將轉換速率乘以一段時間，結果就會告訴我們輸出電壓在這段時間內會增加多少。然而，更常見的是，我們使用運算放大器的指定轉換速率來估計上升時間，或者相反，估計下降時間。

我們可以將上升時間（上圖中的 trise）定義為信號從其新值的 10% 增加到 90% 所需的時間。下降信號的轉換率類似，的區別是我們現在測量從 90% 下降到 10% 的變化。請注意，本文的其余部分將僅討論上升輸出信號的轉換速率限制。

為了估計上升時間，我們將 80% 的預期輸出變化除以壓擺率。這種測量上升時間的方法減少了上升沿開始或結束時發生的逐漸變化的影響。通過看一個例子我們可以更好地理解這一點。

上升時間：一個例子

假設我們需要一個運算放大器來放大傳入的傳感器信號，當某個物理事件發生時，該信號將從 0 V 快速轉換到 500 mV。我們將假設以下情況：

我們將運算放大器配置為增益為 10 的同相放大器，以便預期輸出從 0V 快速轉變為 5V。

我們使用經典的 741 運算放大器，其轉換速率約為 0.5 V/μs。

在這種情況下，10% 到 90% 的條件對應于從 0.5 V 增加到 4.5 V，電壓增加了 4 V。上升時間計算如下：

t上升 = 4 V0.5 Vμs = 8 μ文字s

接下來，我們將使用圖 2 中的 LTspice 原理圖通過仿真來確認上升時間。

圖 2.用于測試 741 運算放大器壓擺率的 LTspice 電路。圖片由羅伯特·凱姆提供圖 3 顯示了仿真結果。正如您所看到的，運算放大器的輸出信號的上升速度不如輸入信號的急劇上升。

圖 3. 模擬階躍函數輸入和轉換速率限制輸出。圖片由羅伯特·凱姆提供我們可以通過放大并使用光標功能來測量上升時間和轉換速率（圖 4）。

圖 4. LTspice 的光標功能使我們能夠測量輸出斜坡的斜率。圖片由羅伯特·凱姆提供從V OUT = 0.5 V 到V OUT = 4.5 V的輸出信號看起來非常線性。上升時間約為 8.5 μs，接近我們的理論值。波形這部分期間的斜率為 470,851 V/s，約為 0.47 V/μs。這表明仿真中使用的 SPICE 模型成功地再現了預期的約 0.5 V/μs 的 741 轉換速率。

轉換速率對正弦信號的影響

我們現在已經了解了運算放大器的壓擺率如何增加輸出波形的上升時間，從而導致快速輸入階躍轉換變為線性斜坡輸出轉換。然而，轉換速率限制不僅影響階躍函數。它們會影響任何需要比運算放大器支持的變化速度更快的輸出信號，例如高頻正弦信號。

對于正弦信號，我們主要考慮非線性導致的失真。如果實際輸出信號的上升速度不能與預期輸出信號的較高斜率部分一樣快，則運算放大器將無法維持輸入和輸出之間的線性關系。

圖 5 顯示了轉換速率引起的失真的一個極端示例。輸出的上升沿和下降沿受到轉換速率的限制。結果，信號現在是三角波而不是正弦波。

圖 5.模擬 741 運算放大器在正弦曲線的較高斜率部分期間遇到轉換速率限制。圖片由羅伯特·凱姆提供是什么導致轉換速率限制？

電路中的延遲和帶寬限制從根本上來說是由電容引起的。電流在電路內流動并通過阻抗時產生電壓。然而，電壓不會立即出現——電流必須首先對寄生電容和有意電容進行充電或放電。較大的電容需要更多的充電電流并導致更長的延遲。

運算放大器具有必須充電和放電的內部電容，這些電容限制了輸出電壓變化的速率。在許多情況下，這些內部電容包括相對較大的補償電容器。

例如，圖 6 顯示了Texas Instruments 的LM124運算放大器的內部原理圖。其補償電容器 ( CC )降低了放大器第二級中電壓變化的速率。

德州儀器 (TI) LM124 運算放大器的內部原理圖。

圖 6. LM124 運算放大器的內部原理圖。其補償電容標記為C C 。圖片由德州儀器 (TI)提供內部補償電容器使運算放大器更加穩定，但會降低壓擺率。非補償運算放大器不使用補償電容器，而是受到較小寄生電容的限制。因此，它們提供了更高的轉換速率。