近年戶外運動產業蓬勃發展疊加應急產業規范化管理，便攜式儲能市場規模呈現高速增長態勢。在后疫情時代，全球戶外運動熱情大漲，自駕游、垂釣、野餐露營、追光攝影成主流，伴隨戶外消費質量升級，戶外電源取代燃油發電機成為戶外用電的主流方案。
在碳達峰、碳中和的大環境下，全產業領域都在推進能源供給轉型，能源轉型決定了全球需要“清潔綠色能源”發電。通過戶外電源+太陽能板，搭建從發電、儲電到用電自給自足的用電閉環，理論上可脫離電網實現戶外用電自由，使便攜式儲能電源成為名副其實的“太陽能戶外電源。
由于便攜式儲能電源產品的用途是移動的，在家里時利用220V轉48V的直流適配器充電，在車上時利用車載12V限流充電，在戶外時則利用太陽能面板電池充電。然而，太陽能電池面臨著挑戰，因為太陽能電池的輸出電壓變化很大，幾乎每時每刻隨著太陽光照的變化而變化。因為太陽能電池的輸出電壓取決于太陽能電池板上的電量、系統的溫度和電池板上的負載。此時系統需要一個功率調節電路，用以獲取較大的輸入電壓范圍，使輸入始終保持最大利用率，最大功率。
今天我們要講到的是，ADI推出的LT8705降壓 - 升壓控制器 提供了一種極好的方法來解決工作電壓高達80V的系統中的可變性問題，因為它可以接受2.8至80V的輸入電壓，并在輸出端提供1.3V至80V的電壓，可以解決當下流行的4塊光伏板串聯輸入充電（電壓高達72V）與12V車載充電的寬范圍輸入轉換的問題，這使得設計能夠與眾多太陽能電池板設備連接，通過運行一個程序來實現最大功率點跟蹤(MPPT) 和最大限度地利用太陽能電池轉換的能量來進一步改進系統。
那就讓我們一起來看看如何設計便攜式儲能電源太陽能充電電路吧。
設計實例
VIN = 8V 至 25V
VOUT = 12V
IOUT(MAX) = 5A
f = 350kHz
最大環境溫度 = 60°C
工作頻率確定
LT8705 的工作頻率可采用內部自由運行振蕩器來設定。當SYNC 引腳被驅動至低電平 (<0.5V) 時，工作頻率由一個介于 RT 引腳和地之間的電阻值設定。IC 內部集成了一個修正的定時電容。振蕩器頻率采用下式計算：
RT的選擇
通過以下公式確定內部振蕩頻率所需的阻值
RSENSE的選擇
RSENSE 的選擇和最大電流必須正確地選擇 RSENSE 電阻以實現期望的輸出電流值。過大的電阻會將輸出電流限制在應用所要求的水平以下。
首先，確定升壓區中的最大容許 RSENSE 電阻，即 RSENSE(MAX,BOOST)。在此之后找出降壓區中的最大容許RSENSE 電阻，即 RSENSE(MAX,BUCK)。選擇的 RSENSE 電阻必須小于此兩者。
升壓區：在升壓區中，當 VIN 處于其最小值而 VOUT 為其最大值時，最大輸出電流能力最低。因此，在這些條件下必須選擇適當的 RSENSE 以滿足輸出電流要求。首先采用下式計算出 VIN 為其最小值而 VOUT 為其最大值時的升壓區占空比：
例如：VIN 范圍為 8V 至 25V 且 VOUT 被設定為 12V 的應用電路將具有：
參閱下圖“最大電感電流檢測電壓” 曲線圖，33% 占空比條件下的最大 RSENSE 電壓 ≅107mV，即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV (對于 VIN = 8V，VOUT = 12V）。
接著，必須確定升壓區中的電感紋波電流。如果主電感 L 未知，則可通過將 ΔIL(MAX,BOOST) 選擇為升壓區中最大電感電流的 30% 至 50% 來估算最大紋波電流 ΔIL(MAX,BOOST)，公式如下：
式中：IOUT(MAX,BOOST) 是升壓區中需要的最大輸出負載電流%Ripple 為30%至 50%。
降壓區：在降壓區中，當在最小占空比條件下工作時，最大輸出電流能力最低。這是因為斜率補償斜坡會隨著占空比的增加而提高最大 RSENSE 電壓。針對降壓操作的最小占空比可采用下式計算：
式中的 tON(M2,MIN) 為 260ns (典型值，見下圖 “電特性”)
不過，在計算最大 RSENSE 電阻之前，必須確定電感紋波電流。如果主電感 L 未知，則可通過將 ΔIL(MIN,BUCK) 選擇為降壓區中最大電感電流的10% 來估算紋波電流ΔIL(MIN,BUCK)，公式如下：
式中：IOUT(MAX,BUCK) 是降壓區中所需的最大輸出負載電流。
然后，分別估計升壓區和降壓區中的最大和最小電感電流紋波
現在，計算升壓區和降壓區中的最大 RSENSE 阻值：
如需增加 30% 的額外裕度，則選擇 RSENSE = 11.4mΩ/ 1.3 = 8.7mΩ
VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) 是最大占空比條件下升壓區中的最大電流檢測電壓 (見 “RSENSE 的選擇和最大電流” 部分）即：VRSENSE(MAX,BOOST,MAX) ≅107mV
選擇的 RSENSE 電阻必須小于降壓和升壓中的最大 RSENSE 阻值。
電感的選擇
由于 RSENSE 已知，現在我們可以用下式來確定可在升壓區中提供足夠負載電流的最小電感值：
為避免在電感電流中出現次諧波振蕩，應根據下式來選擇最小電感：
電感必須高于上面計算的所有最小值，我們將選擇一個10μH 的標準值電感以改善裕度。
電感最大電流額定值
最大電流額定值計算，電感電流額定值必須大于其峰值工作電流，以防止電感飽和導致效率下降。
升壓區中的峰值電感電流為：
式中的 DC(MAX,M3,BOOST) 是 M3 開關的最大占空比百分數。
當工作于降壓區時的峰值電感電流為：
式中的 DC(MAX,M2,BUCK) 是 M2 開關在降壓區中的最大占空比百分數，其由下式給出：
電感電流額定值必須大于以下升壓和降壓模式下的峰值工作電流
MOSFET的選擇和效率考慮
LT8705 需要 4 個外部N溝道功率 MOSFET，兩個用于頂端開關（開關M1和M4），另兩個用于底端開關（開關 M2 和 M3）。功率 MOSFET 的重要參數是擊穿電壓 VBR , DSS、門限電壓 VGS , TH、導通電阻RDS(ON)、反向傳輸電容 CRSS (柵極至漏極電容) 和最大電流 IDS(MAX)。柵極驅動電壓由 6.35V GATEVCC 電源設定。因此，在 LT8705 應用中必須采用邏輯電平門限MOSFET。
在選擇功率 MOSFET 時考慮功率耗散是非常重要的。為了提高效率，需要選用功耗低的 MOSFET，必須限制功耗以避免器件因過熱而損壞。
對于大多數降壓-升壓型應用，M1 和 M3 功耗最高，而 M2 功耗最低，除非輸出變至短路狀態。在有些場合中，可采用兩個或更多的 MOSFET 并聯來減少每個器件中的功耗，當功耗以 MOSFET 導通時的I2R損耗為主時，這是最有幫助的。并聯連接多個MOSEFT產生的附加電容有時會減緩開關邊緣速率，因而造成總開關功率損耗的增加.
MOSFET 的選擇
MOSFET 的選擇基于額定電壓、CRSS和 RDS(ON) 值。應確保器件的規格是針對可用柵極電壓幅度下的工作而擬定的，這一點很重要。在該場合中電壓幅度為 6.35V，可使用具有規格在 VGS = 4.5V 的 RDS(ON) 數值的 MOSFET選擇 M1 和 M2：當最大輸入電壓為 25V 時，應采用額定電壓至少為 30V 的 MOSFET。由于我們尚不知曉實際熱阻(電路板設計和氣流有重大的影響)，因此我們假設從結點至環境的 MOSFET 熱阻為 50°C/W。如果我們針對最大結溫 TJ(MAX) = 125°C 進行設計，則可計算最大可容許功率耗散。首先，計算最大功率耗散：
由于升壓區中的最大 I2R 功率耗散出現在 VIN 最小之時，因此我們可以采用下式來確定升壓區的最大可容許 RDS(ON)：
Onsemi FDMS7672 可滿足該規格，其在 VGS = 4.5V 的條件下具有約 6.9mΩ 的最大 RDS(ON) (在 125°C 時約為10mΩ)。檢查最大 VIN 和最小 VOUT 條件下降壓區中的功率耗散：
可通過選擇一個較低的開關頻率來降低 0.88W 的最大開關功耗。由于該計算是近似的，因此應在 PCB 上測量實際的上升和下降時間以獲得更好的功耗估計。當電路工作于降壓區時，M2 中的最大功率耗散出現在最大輸入電壓下。若采用 6.9mΩ FDMS7672，則功率耗散為：
選擇 M3 和 M4：當輸出電壓為12V，我們需要具有 20V 或更高額定電壓的 MOSFET。當輸入電壓最小和輸出電流最高且工作在升壓模式時，開關的功耗最大。對于開關 M3，功率耗散為：
如 “功率 MOSFET 的選擇和效率考慮” 部分所述。開關 M4 中的最大功率耗散為：
Onsemi FDMS7672 也可用于 M3 和 M4。假設上升和下降時間為 20ns，則 8V 最小輸入電壓下的功率損耗計算值為 0.82W (對于 M3) 和 0.39W (對于 M4)。
輸出電壓設置
LT8705的輸出電壓利用一個謹慎地布設在輸出電容兩端的外部反饋阻性分壓器來設定。由誤差放大器 EA4 將產生的反饋信號 ( FBOUT ) 與內部高精度電壓基準 (典型值1.207V) 進行比較。輸出電壓由下式給出：
輸出電壓：輸出電壓為 12V。將RFBOUT2 選擇為 20k。RFBOUT1 為：
輸入電壓調節或欠壓閉鎖
通過在 VIN、FBIN 和 GND 之間連接分壓電阻，FBIN 引腳可提供一種用于調節輸入電壓或創建欠壓閉鎖功能的方法。請參閱 “方框圖” 中的誤差放大器 A3，當 FBIN 低于1.205V 基準時，VC 會拉低。例如，倘若 VIN 由一個阻抗相對較高的電源 (即：太陽能板) 提供，且吸收電流把 VIN拉至一個預設限值以下，則 VC 將被降低，從而減小從輸入電源吸收的電流并限制電壓降。請注意，在強制連續模式中（MODE 引腳為低電平）使用該功能會導致從輸出吸收電流并迫使其進入輸入端。如果不需要這種運行方式，則使用不連續或突發模式操作。如需設定最小輸入電壓或輸入電壓穩壓值，可采用下式：
總結
根據以上計算方法得出了電感、MOSFET的設計與選型，參照規格書基準電壓把電壓電流檢流反饋電阻設計好，至此整個電路主框架也就設計完了。
便攜式儲能市場規模呈現高速增長態勢，越來越需要寬輸入電壓范圍大功率升降壓解決方案。可以看到，ADI LT8705 作為一款 80V 同步四開關降壓-升壓控制器， 能夠使用比較精簡的元器件完成高功率太陽能電池板轉換器的設計。 |
