眾所周知，步進馬達能夠在開環條件下進行電流變向的同時，還能對速度和位置實施精確的控制。因此，在談到電子驅動的簡便性時，步進馬達具有無與倫比的優勢。另外，同許多由一些有刷 DC 馬達或者三相無刷 DC 馬達組成的類似伺服驅動器相比，它還具有另一種與身具來的能力：指定位置保持。
但是，步進馬達也存在一系列的弊端。最大的問題便是共振。這是步進馬達的一種特性，即指定某個步長后，轉子就位時，便會出現一定的振蕩。如果要實現開環運行，則出現這種現象的原因是使用了過多的電流。如果使用的電流大小剛剛好，則每一步都會落在正確的位置上，不會有任何振蕩出現。
但不幸的是，這也意味著隨著扭矩的變化，其會引入少許的丟失步長或者振動。就此而言，速度和位置精度都會大大降低。使用比實際需要更多的電流是一種常見方法，因為這樣做可以保持步進電機驅動的開環特性。
那么，如何消除這種討厭的振動呢？如果我們分析這種現象的根本原因，便會發現問題在于角穿越距離。由于轉子需要移動很多，因此它不斷地移動，即使在我們想讓它停止時也是如此。通過讓步距變得越來越小，我們可以最小化這些振動產生的影響。
通過設計，步進馬達出廠時每轉便有若干步長，其本質上硬連接至其機械性能。如果步進馬達每轉有200個步長，則在指定步長以后它會始終移動一轉（1.8度）的第200個步長。為了讓這種弧形移動量更小，共有兩個選擇：1）制造一種每轉更多步長的馬達；或者2）對電流進行調制。一旦我們選擇某個特定的馬達，電流調制便成為我們唯一的備選方法。
微步進
調制繞組電流強度，會改變產生自步進馬達定子的磁場大小，使其在轉子上推拉。如果我們讓這些磁場的強度只為最大可能磁場（用于全步換向）的一小部分，則由此產生的電動勢便為全部力的一小部分。因此，步進馬達僅移動全步的一小部分，即微步進。
現在，很容易計算出我們馬達的微步進級別。將全步電流強度分成八個更小的電流量級后，馬達繞組受制于八個微步進度。換句話說，我們將1.8度除以8-因此每個微步現在便為0.225度。圖1顯示了通過在零和最大電流設置之間產生多個電流電平（典型正弦波波形后面），將一個全步分成八個微步的過程。
圖 1 通過調節零和最大電流之間的電流，我們可以將一個全步分成多個微步。一般會使用一個正弦波形。
盡管實現微步進的好處有很多，其中之一便是稍稍提高的位置精度，但最終目標卻是解決每個全步固有振動所帶來的問題。微步進的這個方面才是廣大設計人員所最為受益的。運動控制驅動器上使用的微步進度數越多，獲得的運動也就越溫和。這種效果在慢速條件下最有價值。
那么，我們如何將微步進順利地嵌入到我們的應用中呢？您會取出您的數字信號處理器 (DSP) 或者復雜的微控制器單元 (MCU)，對您的數模轉換器 (DAC) 編碼生成一對正弦/余弦波形，編寫幾個中斷子程序以正確地對相位生成計時，最后使用該固件來控制兩個全H橋接，同時為雙極步進馬達的兩個繞組供電。然而，這是一個相當復雜的過程。
安全保護步進馬達控制器
如DRV8824和DRV8825等步進馬達控制器均可以支持多達32度微步進的應用，并且無需任何編碼。作為這種器件邏輯的一部分，一個內部分度器產生步進馬達正確雙向變向所需的所有波形。一個STEP輸入的簡單方波控制后續步，而DIR輸入規定旋轉的方向。圖2顯示了如何將這種復雜的實現壓縮成一種單片解決方案。
圖 2 具有雙極步進馬達控制用雙功率級的一個處理單元，可以集成到一個單片解決方案中。
這兩種器件都為 100% 的引腳對引腳兼容，通過可編程最大電流服務于步進馬達。利用下列方程式，模擬輸入、VREF以及一個外部"檢測"電阻器，用于規劃所需正弦波峰值電流：
ITRIP = VREF / (5 * RSENSE).
只要有足夠的 PCB 散熱能力，DRV8824能夠提供高達1.6A每相，而 DRV8825能夠處理高達2.5A每相。為什么電流足夠低時卻仍要付出大電流的代價呢？
如果需要32度以上的微步進，或者要求應用100%無抖動，步進馬達達到這種狀態的唯一方法是使用256度微步進高分辨率。
在這種情況下，一個沒有內部分度器（利用它，您可以實時地控制基準電壓）的器件，允許正弦/余弦波形直接運用于功率級。換句話說，您必須回到圖2所示的處理器和雙功率級實現。
獲得更好的微步進分辨率，是遠離集成與單片解決方案的主要原因之一。但是，這種實現還有另外一種靈活性即更好的熱阻抗，以及提供更多電流或者驅動更強負載的能力。
為了證明這一點，讓我們從正在討論的低電流版集成微步進驅動器開始。通過單芯片器件驅動的電流非常之大，而出現這種現象的主要原因是更高的FET RDSon。H橋不斷地向馬達提供電流，而器件的內部功耗等于I^2 * R，其中：
I為RMS，即平均繞組電流
R為飽和狀態FET電阻，即RDSon
根據產品說明書，DRV8824的FET RDSon可以高達0.9歐姆。假設我們想對一個1.6 A峰值電流的馬達實施微步進操作，則導電期間每個H橋的最大功耗計算方法如下：
P = I^2 * R = (1.6A * .707)^2 * 1.8 Ohms = 2.30W
注意，我們必須將1.6 A峰值乘以0.707因數[即1/SQRT(2)]，因為生成的波形為正弦波，而繞組探測的電流為1.6 A峰值的RMS。另外，我們還使用了兩倍RDSon每FET，原因是有兩個FET與步進馬達繞組串聯。漏掉的最后一步是將我們所獲得的功耗乘以2，因為在器件內部共有2個H橋，在馬達移動時假設2個均為2.30 W。這樣，導通產生的總功耗便為4.61 W。
如果馬達停止，而其中一個相處于最大電流，則該相會不斷地在1.6 A電流下進行調節。因此，功耗方程式現在變為：
P = I^2 * R = 1.6A^2 * 1.8 Ohms = 4.61W
這代表了導通期間的總功耗，因為另一個H橋沒有進行電流調節。由于正弦/余弦波形對微步進的特性，一個H橋以最大強度調節電流時，反向H橋必須在零電流狀態下進行調節，或者關閉。
器件的內部功耗對系統運行具有重大的意義。4.61 W代表芯片的溫升，如果這種溫升較大，則熱關斷 (TSD) 保護電路很可能會生效。因此，對于一個精心設計的系統而言，必須要考慮如何將這種熱量驅散到周圍環境中，以便盡可能地讓芯片保持冷卻。
消除所謂熱阻抗（即Theta JA，結點到環境的熱阻）的熱非常簡單。熱阻抗越低，散熱越容易。Theta JA單位為C/W。將系統的Theta JA乘以功耗，便可得到實際溫升。
我們正研究的器件均使用一個電源板 (Power Pad)，或者位于封裝底部的散熱片，其被焊接到PCB組件中。這樣，PCB組件便成為器件的散熱器和散熱通路。如果設計正確，這種通路應該足以驅散芯片的熱，并將溫度剛好維持在熱關斷觸發點以下。一種正確設計的PCB應該具有一個四層板，以及一個專用接地層。但是，作為一個經驗法則，使用的銅越多，熱阻抗也就越好。
DRV8824產品說明書中，上述板的典型Theta JA為28 C/W。現在，我們可以知道前述最大電流狀態下工作的芯片的發熱程度：
溫升= Theta JA (C/W) * Power (W) = 28 C/W * 4.61W = 129.08C
這樣的話，溫升必須加至環境溫度。25°C環境溫度下，芯片溫度應為154.08°C左右。產品說明書中稱TSD閾值應為160°C左右，并且最小值為150°C。這就是這種器件在其額定電流1.6 A以上不起一點作用的原因。設計人員需要降低熱阻抗，這可以通過添加外部散熱器或者增加空氣流動（成本效益不高），達到這個目的。
但是，利用更大的功率級，可以讓RDSon變得更小。這便是DRV8825的工作原理。0.64歐姆高端到低端的RDSon最大時，可以讓芯片溫度保持更低的同時提供更多的電流。如果使用了更大的功率級，且RDSon參數越來越小，則有望獲得更大的電流容量。表1顯示了使用不同器件時的各種電流容量。
表 1 最大額定電流的不同功率級對比得到的功耗。這些器件均為單H橋，因此需要兩個來控制一個步進馬達。
結論
新的運動控制和功率級IC讓您的系統設計與眾不同。DRV8x包括一系列經過優化的單H橋和雙H橋，可驅動有刷DC或者雙極步進馬達，擁有豐富的界面風格、極高的電流處理能力，以及大量的真值表配置。
請使用一些穩健、易用和靈活的器件來設計馬達型應用，以便驅動小型DC或者步進馬達控制器。不同的電流容量，可確保您獲得您所需要的，而不是所有能夠使用的。一流的保護電路，可確保您的應用本身以及最終客戶的安全。不同的界面風格，讓您能夠從中選擇合適的一種。 |
